Análisis de características EMI y técnica de supresión de cerca magnética

Scientific Reports volumen 12, Número de artículo: 7767 (2022) Citar este artículo

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Con la mejora continua de la densidad de potencia del adaptador de suministro de potencia (PD), la frecuencia de conmutación aumenta y el volumen disminuye. Los problemas de EMI causados por los efectos de acoplamiento de campo cercano magnético se han convertido en cuellos de botella en la supresión de EMI del adaptador PD. En este artículo, se analizan en profundidad las características de acoplamiento del campo magnético y se deriva el circuito equivalente considerando los efectos de acoplamiento de campo cercano. De acuerdo con la teoría del campo electromagnético, se establecen los modelos matemáticos del acoplamiento de campo cercano entre el transformador y los circuitos de PCB de potencia y el enchufe de entrada. En base a esto, se estudia la influencia de los parámetros de estructura del enchufe de entrada. Finalmente, se propone una nueva estructura de bucle de enchufe de entrada, que puede reducir los efectos de acoplamiento de campo cercano entre el transformador, así como los circuitos PCB de alimentación y el enchufe de entrada. Los resultados experimentales verifican que el análisis teórico es correcto y efectivo.

Con el continuo aumento de la densidad de potencia del adaptador de suministro de energía (PD), la distancia entre los dispositivos se está acercando cada vez más. El acoplamiento electromagnético entre dos componentes se está volviendo enorme. Además, la interferencia electromagnética (EMI) provocada por los efectos de acoplamiento de campo cercano se ha convertido en un cuello de botella en el diseño del adaptador PD1,2,3. Los efectos de acoplamiento de campo cercano son difíciles de entender y manejar.

En cuanto a la influencia del acoplamiento de campo cercano magnético en EMI, los resultados de la investigación se centran principalmente en el efecto del acoplamiento de campo cercano entre los componentes de potencia magnética y el filtro EMI4,5,6,7,8. En la Ref.6, se analizan la distribución del campo magnético de fuga del estrangulador de corrección del factor de potencia (PFC) y la sensibilidad del estrangulador de modo común (CM) en un convertidor PFC. Revela que la pérdida de inserción del filtro EMI puede deteriorarse por el acoplamiento del campo magnético entre los estranguladores PFC y CM. En Ref.7, se analizó la distribución del campo magnético del transformador plano y la influencia en la bobina de choque CM en la fuente de alimentación. Además, se propone el diseño, el blindaje y el método de diseño del estrangulador CM para reducir los efectos del acoplamiento de campo cercano magnético para suprimir el ruido EMI.

Además, la característica del filtro EMI también puede verse afectada por el acoplamiento magnético de campo cercano entre los componentes dentro del filtro EMI8,9,10,11. En la Ref.8, se analiza el acoplamiento de campo cercano entre dos condensadores de derivación en el filtro EMI y se propone un método de acoplamiento mutuo negativo para compensar la inductancia en serie equivalente (ESL) de los condensadores. En Ref.9, se analiza el acoplamiento electromagnético de un filtro EMI CLC. Se propone un método para equilibrar el acoplamiento inductivo y capacitivo parásito entre dos condensadores. Puede optimizar el rendimiento del filtro EMI. En la Ref.10, se analiza el acoplamiento de campo magnético en un filtro EMI de dos etapas. Se propone un método de integración de inductores en serie que utiliza efectos de acoplamiento de campo cercano para mejorar el rendimiento de baja frecuencia del filtro EMI DM.

Sin embargo, el enchufe de entrada cerca de los circuitos de alimentación de alta frecuencia también es una posible ruta de propagación del ruido debido a los efectos de acoplamiento de campo cercano, especialmente en aplicaciones de alta densidad de potencia12,13,14. Por lo general, se adopta un estrangulador CM de bobinado paralelo de dos hilos en el adaptador PD para reducir los efectos de acoplamiento de campo cercano entre los componentes magnéticos de potencia y el estrangulador CM. En este caso, las rutas de acoplamiento de campo cercano en el adaptador PD compacto son bastante diferentes de las tradicionales.

Por lo tanto, este artículo analiza las características de acoplamiento de campo cercano en un adaptador compacto de DP y estudia la influencia del acoplamiento de campo cercano en el ruido EMI conducido por DM. El acoplamiento de campo magnético entre el transformador, así como los bucles de corriente de alimentación de PCB y el bucle de enchufe de entrada se estudian intensamente. Se construyen los modelos matemáticos de acoplamiento, luego se propone un método de optimización de acoplamiento de campo cercano. Finalmente, los experimentos verifican que el análisis de la teoría sea correcto y flexible.

La topología del adaptador PD se muestra en la Fig. 1, incluidos el estrangulador CM, el puente rectificador, el filtro tipo π y el convertidor flyback.

Topología del adaptador PD.

El acoplamiento de campo cercano entre el transformador y el estrangulador de CM puede analizarse mediante la teoría electromagnética, en la que el transformador suele verse como un componente de interferencia. Por el contrario, el estrangulador CM se considera un componente sensible. La ruta de propagación del ruido DM acoplado al estrangulador CM se muestra en la Fig. 2.

Ruta de propagación del ruido DM acoplado al estrangulador CM.

El campo magnético de fuga generado por el transformador y el acoplamiento al estrangulador CM se puede dividir en tres direcciones (dirección x, y y z).

La Figura 3a es un diagrama esquemático de un estrangulador CM de bobinado paralelo de dos hilos utilizado en el adaptador PD bajo el campo magnético en dirección x. La cadena de campo magnético en la dirección x pasa a través de todas las bobinas. De acuerdo con la ley de Faraday, los voltajes inducidos en dos devanados se muestran en la Fig. 3b. Donde ux1 y ux2 son el voltaje inducido generado en la parte 1 y la parte 2 del cable vivo, ux3 y ux4 son el voltaje inducido generado en la parte 1 y la parte 2 del cable cero, respectivamente. Ambos devanados tienen una estructura simétrica y están estrechamente enrollados. Por lo tanto, los voltajes inducidos totales están compensados. El estrangulador CM es insensible al campo magnético a lo largo del eje x.

Estrangulador CM sujeto al campo magnético en dirección x: (a) diagrama esquemático; (b) diagrama de circuito equivalente.

La figura 4a es un diagrama esquemático del estrangulador CM bajo el campo magnético en dirección y. Como se muestra en la Fig. 4b, los voltajes inducidos totales se compensan de acuerdo con la ley de Faraday, donde uy1–uy4 son los voltajes inducidos generados en cuatro partes del cable vivo, uy5–uy8 son los voltajes inducidos generados en cuatro partes del cable cero. , respectivamente.

Estrangulador CM sujeto al campo magnético en dirección y: (a) diagrama esquemático; (b) diagrama de circuito equivalente.

La Figura 5a es un diagrama esquemático del estrangulador CM bajo el campo magnético en dirección z. El estrangulador CM bajo el campo magnético en la dirección z es equivalente a un bucle con un devanado de dos vueltas perpendicular a la dirección z. El voltaje inducido de cada bobina de giro generado bajo el campo magnético en dirección z se compensa en la Fig. 5b, donde uz1 y uz2 son el voltaje inducido generado en el cable vivo y el cable cero, respectivamente.

Estrangulador CM sujeto al campo magnético en dirección z: (a) diagrama esquemático; (b) diagrama de circuito equivalente.

Sobre todo, el estrangulador CM de devanado paralelo de dos hilos tiene una alta inmunidad a la interferencia del campo magnético externo. Por lo tanto, el acoplamiento de campo cercano entre el transformador y el estrangulador de CM suele ser de bajo nivel y puede despreciarse. De manera similar, el acoplamiento del campo magnético entre el estrangulador DM y el estrangulador CM también se puede analizar con el mismo método. Por lo general, también se puede descuidar.

En cuanto al acoplamiento de campo cercano en el adaptador PD, no solo se deben considerar los componentes magnéticos en los circuitos, sino también el enchufe de entrada y los circuitos PCB de alimentación de alta frecuencia. El modelo completo de acoplamiento de campo cercano del adaptador PD se muestra en la Fig. 6. Donde LAcin es la inductancia parásita del enchufe de entrada, LCM es la inductancia del estrangulador CM, L1 es la inductancia del estrangulador DM, Lpcb1 y Lpcb2 son los inductancia parásita de los bucles de PCB de alimentación primaria y secundaria. Se tiene en cuenta el acoplamiento de campo cercano entre otros dispositivos y estos tres dispositivos. M1–M12 son la inductancia mutua entre cada dos componentes o bucles, respectivamente.

Modelo completo de acoplamiento de campo cercano del adaptador PD.

El acoplamiento de campo cercano entre los componentes magnéticos en el adaptador PD y los bucles de PCB de alimentación primaria y secundaria y el estrangulador DM L1 se puede simplificar en una fuente de voltaje controlada por corriente correspondiente, y su circuito equivalente se muestra en la Fig. 7.

Diagrama de circuito equivalente de ruido DM considerando los efectos del acoplamiento de campo cercano en el estrangulador DM.

Dado que hay dos condensadores X C1 y C2 en ambos extremos del estrangulador DM, el ruido acoplado a L1 puede pasarse por alto por C1.

El diagrama de circuito equivalente del acoplamiento de campo cercano entre el estrangulador LCM de CM y los componentes magnéticos en el adaptador de PD, así como los bucles de PCB de alimentación primaria y secundaria, se muestra en la Fig. 8.

Diagrama de circuito equivalente de ruido DM considerando los efectos del acoplamiento de campo cercano en el estrangulador CM.

El estrangulador CM LCM de devanado paralelo de dos hilos tiene alta inmunidad a la interferencia del acoplamiento de campo cercano, por lo que se puede ignorar el acoplamiento de campo cercano entre el estrangulador CM y otros componentes o bucles.

El acoplamiento de campo cercano entre el enchufe de entrada y los componentes magnéticos en el adaptador PD, así como los circuitos de PCB de alimentación primaria y secundaria, se puede simplificar en una fuente de voltaje controlada por corriente correspondiente, y su circuito equivalente se muestra en la Fig. 9.

Diagrama de circuito equivalente de ruido DM considerando el acoplamiento de campo cercano.

De la Fig. 9, la corriente de ruido en el inductor parásito LACin del enchufe de entrada puede fluir directamente hacia LISN y formar ruido DM.

Sobre todo, el acoplamiento de campo cercano entre los circuitos PCB de alimentación de alta frecuencia y otros componentes del adaptador PD y el enchufe de entrada será el factor crítico y puede afectar el rendimiento EMI del adaptador PD.

El acoplamiento de campo cercano entre la inductancia de fuga del transformador y el bucle del enchufe de entrada se puede expresar mediante la inductancia mutua Mtrans, calculada por la ecuación. (1).

Este documento utiliza el método de la imagen especular para calcular la inductancia mutua entre el transformador y el bucle del enchufe de entrada. El proceso de derivación del modelo del transformador se muestra en la Fig. 10, en la que los devanados del transformador se consideran conductores rectos y de longitud infinita, y el núcleo PQ se considera un plano de conducción magnética de tamaño infinito. De acuerdo con el teorema de "unicidad" del campo electromagnético, las corrientes de espejo se aplican para reemplazar la corriente magnetizada dispersada en la superficie límite. El medio en el campo donde se encuentran las corrientes de espejo se reemplaza por el medio en el área a resolver. Donde, l y d son la longitud y el ancho del bucle del enchufe de entrada, respectivamente.

Proceso de derivación del modelo de transformador: (a) acoplamiento entre transformador y enchufe; (b) vista del plano xoy del transformador y el enchufe; (c) Equivalente ideal de; (d) modelo de cálculo de acoplamiento.

Entonces, la densidad de flujo B de la posición donde se encuentra el bucle del enchufe de entrada puede resolverse mediante la ley de Ampere, como se muestra en la Fig. 11.

Diagrama esquemático del campo magnético resuelto por el método de la imagen.

Como se muestra en la Fig. 12, se adopta el sistema de coordenadas cartesianas donde el Imirror actual se puede calcular mediante la ecuación. (2)15.

Inductancia mutua entre cada devanado del transformador y bucle de bujía.

La densidad de flujo producida por cada vuelta de bobinado se puede calcular mediante la ecuación. (3).

donde, \(r = \sqrt {(b + y_{1} + s_{1} )^{2} + h^{2} }\).

El enlace de flujo generado por cada vuelta de bobinado que pasa a través del bucle del enchufe de entrada es:

La inductancia mutua entre el transformador y el bucle del enchufe de entrada es igual a la magnitud del flujo magnético vinculado en el bucle del enchufe de entrada cuando la corriente unitaria de los devanados primarios. En esta situación, la corriente inducida de los devanados secundarios es \(\frac{{N_{p} }}{{N_{s} }}I_{p}\). Por lo tanto, Mtrans puede expresarse mediante la ecuación. (5).

Manteniendo fijos dos de los tres parámetros, la longitud l del enchufe de entrada, el ancho d entre las clavijas del enchufe y la distancia s1 entre el transformador y el enchufe. La variación de la inductancia mutua Mtrans con l, d y s1 se muestra en la figura que se muestra en la Fig. 13. Donde l es 80 mm, d es 25 mm, s1 es 16,65 mm.

Los resultados del cálculo de la inductancia mutua Mtrans varían con los parámetros de la estructura del enchufe.

Como se muestra en la Fig. 13, la inductancia mutua Mtrans aumenta a medida que aumentan l y d. Al mismo tiempo, Mtrans disminuye con el aumento de la distancia s1.

Sin embargo, el modelo equivalente establecido del acoplamiento de campo cercano entre el transformador y el bucle del enchufe de entrada es diferente de la estructura real. El núcleo magnético y las vueltas del devanado no pueden ser infinitos, y algunos otros componentes están cerca. Por lo tanto, es necesario medir o simular la inductancia mutua real Mtrans entre el transformador y el bucle del enchufe de entrada. El modelo de simulación de análisis de elementos finitos (FEA) se muestra en la Fig. 14.

Modelo de simulación 3D FEA de inductancia de fuga de transformador y bucle de enchufe de entrada (vista de plano xoy).

La inductancia mutua Mtrans que varía con los parámetros de la estructura del enchufe se puede obtener a través del análisis de simulación, como se muestra en la Fig. 15.

Los resultados de la simulación de la inductancia mutua Mtrans varían según los parámetros de la estructura del enchufe.

Como se muestra en la Fig. 15, las tendencias de variación de Mtrans obtenidas por simulación con l y s1 son las mismas que los resultados del cálculo del modelo. Sin embargo, la tendencia de variación de Mtrans obtenida por simulación con d es algo diferente del resultado del cálculo del modelo. El resultado del cálculo del modelo ha demostrado que Mtrans aumenta linealmente con la distancia d entre los pines del enchufe. En realidad, los devanados del transformador no son infinitos y el flujo de fuga generado por el transformador disminuye con la distancia desde el transformador. Por lo tanto, la inductancia mutua entre el transformador y el bucle del enchufe de entrada no aumentará infinitamente con d, sino que tenderá a un valor constante. Por las razones anteriores, los valores de simulación y cálculo también tienen algunas diferencias.

Para el acoplamiento de campo magnético entre bucles de PCB de potencia de alta frecuencia y bucle de enchufe de entrada, la inductancia mutua Mloop también se puede utilizar para representar la influencia de los efectos de acoplamiento de campo cercano. Se puede ver a partir de la Ec. (6) que la inductancia mutua entre dos bucles está relacionada con el número de vueltas, las formas y la distancia de los dos bucles.

La inductancia mutua de dos bucles rectangulares en el mismo plano se puede calcular utilizando la ecuación de Neelman. Se establece el sistema de coordenadas cartesianas, como se muestra en la Fig. 16. El centro del bucle 1 se coloca en el origen de coordenadas. El ancho y la longitud del bucle 1 son a y b, respectivamente, mientras que el ancho y la longitud del bucle 2 son c y d, respectivamente. La coordenada del punto central del Loop 2 es (Tx, Ty).

Inductancia mutua entre dos bucles rectangulares.

La transformación de coordenadas se lleva a cabo por la fórmula (6) para calcular la inductancia mutua entre dos bucles en el mismo plano (7).

dónde

De acuerdo con las Ecs. (7)–(10), la inductancia mutua Mbucle de dos bucles rectangulares es la siguiente:

En teoría, un bucle de PCB con una forma arbitraria puede ser equivalente a un número limitado de bucles rectangulares. Para facilitar el cálculo, normalmente se toman varios bucles rectangulares con influencias clave para aproximar el bucle de PCB de alimentación primaria con una forma irregular equivalente. Como se muestra en la Fig. 17, el lazo del enchufe de entrada es igual al lazo rectangular 1, y el lazo de la PCB de alimentación principal es equivalente a tres lazos rectangulares: lazo 2, lazo 3 y lazo 4. Los tres lazos rectangulares equivalentes tienen la misma corriente dirección como el bucle de PCB de alimentación primaria, por lo que la inductancia mutua entre el bucle de PCB de alimentación primaria y el bucle de enchufe de entrada puede ser equivalente a la suma de la inductancia mutua entre Loop 1 y Loop 2, 3 y 4. La inductancia mutua equivalente total Mpri se calcula como:

Inductancia mutua entre el bucle de PCB de alimentación primaria y el bucle de enchufe.

Los trazos de PCB tienen un ancho específico en las aplicaciones reales y la corriente no fluye en la línea central de los trazos de PCB. Son diferentes de los supuestos teóricos anteriores. Mientras tanto, si dos bucles no están en el mismo plano, el método de cálculo es diferente. El bucle debe proyectarse en los planos xoy, xoz y yoz.

La simulación se llevó a cabo para explorar los factores que influyen en la inductancia mutua entre los bucles de corriente de alimentación del adaptador PD y el bucle del enchufe de entrada. Además, se analizan las influencias de diferentes parámetros de la estructura del enchufe en el acoplamiento de campo cercano. El modelo de simulación FEA se muestra en la Fig. 18.

Modelo de simulación 3D FEA del bucle de PCB de alimentación primaria y el bucle de enchufe (vista del plano xoy).

Al mantener sin cambios dos parámetros de longitud l, ancho d entre clavijas de enchufe y espacios de bucle s2, la inductancia mutua entre el bucle de PCB de alimentación principal y el bucle de enchufe de entrada en diferentes longitudes l, anchos d y distancia s2 se puede obtener a través de la simulación. Donde l es 80 mm, d es 25 mm, s2 es 1,94 mm. Las tendencias de la inductancia mutua Mpri entre los dos bucles con d, s2 y l se representan en las Figs. 19, 20 y 21, respectivamente, y comparados con los resultados calculados según el modelo teórico.

La inductancia mutua M entre dos bucles varía con l.

La inductancia mutua M entre dos bucles varía con d.

La inductancia mutua M entre dos bucles varía con s2.

Puede verse en la Fig. 19 que la inductancia mutua Mpri entre el bucle de la PCB de alimentación primaria y el bucle del enchufe de entrada aumenta con la longitud del enchufe l, y la tasa de cambio de Mpri disminuye con l. Cuando l llega a 50 mm, el incremento de Mpri con l no es aparente. Los resultados de la simulación son consistentes con los resultados del cálculo teórico. Por lo tanto, en este modelo de acoplamiento de campo cercano, la longitud efectiva influenciada por el acoplamiento de campo cercano es de 50 mm.

En la Fig. 20 se puede ver que con el aumento del ancho d entre las clavijas, Mpri aumenta, y cuando d está en el rango de 0 a 25 mm, Mpri aumenta linealmente. Cuando d llega a 50 mm, continúa creciendo, pero el incremento de Mpri no es aparente. Es consistente con los resultados del cálculo teórico. Por lo tanto, el ancho efectivo influenciado por el acoplamiento de campo cercano es de 50 mm.

Como se muestra en la Fig. 21, la inductancia mutua Mpri disminuye con el aumento de la distancia s2, y cuando la distancia s2 aumenta por encima de 20 mm, la tendencia decreciente de Mpri de dos bucles se ralentiza. Es consistente con los resultados del cálculo teórico. Por lo tanto, la distancia efectiva influenciada por el acoplamiento de campo cercano es de 20 mm.

De manera similar, el acoplamiento de campo magnético entre el bucle de PCB de potencia secundaria y el bucle de enchufe de entrada se puede calcular y simular teóricamente mediante el mismo método. Entonces, la inductancia mutua total Mtotal del adaptador PD al lazo del enchufe de entrada es igual a la suma de la inductancia mutua del transformador y los lazos de PCB primario y secundario al lazo del enchufe de entrada.

De acuerdo con el análisis anterior, se puede saber que los efectos del acoplamiento de campo cercano en el bucle del enchufe de entrada se pueden suprimir aumentando la distancia entre el bucle del enchufe de entrada y el transformador, así como los bucles de la PCB de alimentación. Sin embargo, considerando el volumen del adaptador PD, la aplicación de este método es limitada.

Por otro lado, la inductancia mutua Mtotal se puede reducir reduciendo la longitud del enchufe l y el ancho d entre las clavijas del enchufe. Sin embargo, existen requisitos específicos para la longitud ly el ancho d del enchufe del cargador en la aplicación práctica.

Además, el Mtotal está relacionado con la forma del bucle del enchufe de entrada. En esta situación, primero se debe analizar la distribución del campo magnético. Las líneas de flujo generadas por el circuito impreso de alimentación primaria y el transformador se pueden obtener mediante simulación, como se muestra en la Fig. 22. En la figura 22, la mayoría de las líneas de flujo pasan a través del circuito del enchufe verticalmente en la estructura original. Si se gira el enchufe de entrada hasta que las líneas de fuerza magnética estén aproximadamente paralelas al bucle del enchufe, la influencia del acoplamiento de campo cercano en el bucle del enchufe de entrada se reducirá significativamente.

Distribución del campo magnético generado por el bucle y el transformador de PCB de energía primaria: (a) diagrama esquemático de simulación de acoplamiento de campo magnético; (b) distribución del campo magnético desde la dirección z; (c) distribución del campo magnético desde la dirección x; (d) distribución del campo magnético desde la dirección y.

Por lo tanto, considerando la distribución del campo magnético generado por el transformador y el lazo del PCB de potencia primaria y la influencia de la longitud efectiva en el acoplamiento de campo cercano, se propone una nueva estructura de enchufe de entrada. La distancia horizontal entre dos clavijas dentro del rango de longitud efectiva se puede reducir y la distancia vertical entre dos clavijas se incrementa para satisfacer los requisitos de seguridad. Si es necesario, los cables con corriente y sin tensión se pueden separar al final, como se muestra en la Fig. 23.

Diagrama esquemático de la proyección de la estructura de bucle de enchufe propuesta.

Al dividir la proyección de la estructura diseñada en varios rectángulos equivalentes, la influencia del acoplamiento de campo cercano en el bucle del enchufe de entrada se puede calcular mediante un modelo de acoplamiento de campo cercano completo, y la inductancia mutua total es igual a la suma de la inductancia mutua. Debido a que la distancia entre el enchufe Loop 3 y el adaptador es grande, la influencia del acoplamiento de campo cercano en el enchufe Loop 3 generalmente puede despreciarse. Por lo tanto, la inductancia mutua de la estructura diseñada se simplifica de la siguiente manera:

M1 y M2 son la inductancia mutua entre el adaptador y el enchufe rectangular Loop 1, Loop 2, respectivamente. Por lo tanto, la estructura del enchufe de entrada se puede optimizar ajustando el tamaño de los bucles de enchufe rectangulares. El primer método consiste en ajustar la estructura del enchufe rectangular Loop 2 para lograr un acoplamiento negativo entre el adaptador y el Loop 2. Por lo tanto, M1 y M2 se anulan entre sí, como se muestra en la Fig. 24. El segundo método minimiza el tamaño del loop 1 y el loop 2. , de modo que M1 y M2 se acercan a 0.

Diagrama esquemático de la estructura de acoplamiento negativo.

En este artículo, se diseña una estructura con un tamaño mínimo de bucles de enchufe rectangulares para suprimir la influencia del acoplamiento de campo cercano. La estructura original y propuesta del prototipo se muestra en la Fig. 25, respectivamente. Además, las proyecciones de las dos estructuras en los planos xoy, yoz y xoz se muestran en la Fig. 26. En comparación con la estructura original, más flujo magnético emitido por el adaptador pasa a través del bucle del enchufe desde direcciones perpendiculares al plano yoz y plano xoz, mientras que el flujo magnético perpendicular al plano xoy apenas pasa por el bucle del enchufe. Para minimizar los efectos del acoplamiento de campo cercano.

Diagrama esquemático 3D: (a) estructura original; (b) estructura propuesta.

Tres vistas de dos estructuras en tres planos: (a) estructura original; (b) estructura propuesta.

El método de pérdida de inserción16 se utiliza para medir la inductancia mutua entre el bucle de la PCB de alimentación primaria y el bucle del enchufe de entrada. Después de que el MOSFET y el capacitor de bus Cin en el bucle de PCB de alimentación principal se cortocircuitan, el bucle de PCB de alimentación principal se conecta al puerto de salida TG del analizador de red y el bucle de enchufe de entrada se conecta al puerto de entrada de RF, respectivamente. como se muestra en la Fig. 27. A través del análisis y cálculo teórico del circuito, la relación entre la pérdida de inserción (K) y la inductancia mutua es la siguiente:

donde Lpcb1 y LACin son las autoinductancias del lazo de la PCB de alimentación primaria y el lazo del enchufe de entrada, respectivamente. La curva de pérdida de inserción K(f) entre el bucle de PCB de alimentación primaria y el bucle de enchufe se muestra en la Fig. 28. Se utiliza el mismo método para probar la inductancia mutua entre el bucle de PCB de alimentación secundaria y el bucle de enchufe de entrada.

Medición de inductancia mutua: (a) enfoque de medición de inductancia mutua; (b) diagrama de objetos.

Curva K de pérdida de inserción entre el bucle de PCB de alimentación primaria y el bucle de enchufe.

Cuando se evalúa el acoplamiento de campo cercano entre el transformador y el bucle del enchufe de entrada, es necesario cortocircuitar el lado secundario del transformador. Se calcula la inductancia mutua entre la inductancia de fuga del transformador y el bucle del enchufe. Los resultados de la medición a f = 550 kHz se muestran en la Tabla 1.

Se toma un adaptador PD como prototipo para el experimento. La especificación se muestra en la Tabla 2 y el dibujo físico del prototipo se muestra en la Fig. 29.

Diseño frontal y de componentes del prototipo.

De acuerdo con los principios de medición EMI estándar CISPR22, los espectros de ruido del prototipo se prueban en una cámara de blindaje electromagnético. Se compone principalmente del dispositivo bajo prueba (DUT), la red de estabilización de impedancia lineal (LISN) ESH2-Z5 y el receptor R&S ESCI EMI.

Los espectros de ruido bajo la estructura original y propuesta se muestran en la Fig. 30.

La estructura realista del enchufe de entrada: (a) estructura original; (b) estructura propuesta.

Como se muestra en la Fig. 31, en comparación con el ruido original, el ruido DM se reduce entre 8 y 10 dB de 150 kHz a 8 MHz, y el ruido CM básicamente no cambia. La inductancia mutua entre el bucle del enchufe de entrada y el transformador, así como los bucles de PCB de alimentación de alta frecuencia, se reduce al reducir el área de proyección del plano xoy del enchufe de entrada, luego se reduce el acoplamiento de campo cercano y el rendimiento del ruido de conducción DM del Se mejora el adaptador PD en la banda de baja frecuencia.

Comparación de ruido del prototipo: (a) ruido DM; (b) ruido CM; c) ruido total.

En este artículo se analiza el posible acoplamiento de campo cercano magnético entre componentes y bucles en el adaptador de PD y se propone el modelo de acoplamiento completo del adaptador de PD. Luego, se establece el modelo matemático del acoplamiento de campo cercano entre el bucle de enchufe y los componentes magnéticos, así como las trazas de PCB. En base a esto, se propone una nueva estructura que puede reducir efectivamente el acoplamiento de campo cercano. Finalmente, se utiliza como prototipo un adaptador PD de 40 W para verificar la efectividad y factibilidad del esquema de optimización propuesto.

Los autores declaran que los datos que respaldan los hallazgos de este estudio están disponibles en el artículo. Todos los demás datos relevantes están disponibles del autor correspondiente a pedido razonable.

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Proyecto Apoyado por la Administración Estatal de Ciencia, Tecnología e Industria para la Defensa Nacional (B0202); Proyecto de investigación del Centro de Desarrollo del Parque Científico y Educativo Jinjiang Fuda (2019-JJFDKY-47).

Facultad de Ingeniería Eléctrica y Automatización, Universidad de Fuzhou, Fuzhou, 350108, China

Qingbin Chen, Dandan Zhang y Wei Chen

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Metodología: CQB y ZDD; CQB y ZDD realizaron simulaciones y experimentos y analizaron los resultados; ZDD escribió el borrador original; CQB revisó y editó el borrador. CW proporcionó supervisión. Todos los autores revisaron el manuscrito.

Correspondencia a Qingbin Chen.

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Chen, Q., Zhang, D. & Chen, W. Análisis de características EMI y técnica de supresión del acoplamiento magnético de campo cercano en el adaptador de suministro de energía. Informe científico 12, 7767 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-11977-0

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Recibido: 16 de marzo de 2022

Aceptado: 04 mayo 2022

Publicado: 11 mayo 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-11977-0

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